关键词： FPGA；TLC5947；动态背光源
中图分类号：TN141.9 文献标识码：B
The Drive Circuit Design and Dynamic Backlight Control
Based on FPGA
ZHANG Wei-wei1,2, FANG Yong1,3, LV Guo-qiang1,2,3
(1. Key Laboratory of Special Display Technology, Ministry of Education, Hefei Anhui 230009, China; 2. School of Instrument Science and Opto-eIectronics Engineering, Hefei University of Technology, Hefei Anhui 230009, China; 3. Academe of Opto-electronic Technology, Hefei University of Technology, Hefei Anhui 230009, China)
Abstract: LCD can not do without the auxiliary of backlight, while now most monitors attaching backlight with a constant brightness, have some problems, such as display motion blur, low contrast, more power dissipation and so on. In this paper, I describe a way of frame by frame analysis of video, then selecting the best of backlight controlled by the FPGA design of the dynamic backlight. In the experiment we use the TI's TLC5947, with multiple output channels, which can be applied to large-scale display
Keywords:FPGA; TLC5947; dynamic backlight
引 言
当代LCD显示大部分采用的是冷阴极射线荧光灯（CCFL）背光或LED静态背光，由于CCFL亮度不易控制并且响应速度慢，造成能源浪费和动态模糊。LED静态背光效果虽好，但是其耗能也较为严重，另外恒定亮度的背光使得图像的对比度下降，显示效果不理想。对图像RGB像素进行分析，在某些区域适当地采用低一级亮度的LED背光，不仅可以节能，而且会扩大图像显示的对比度，消除动态模糊现象。
1设计方案及其原理
动态背光源表面上是个整体，其实内部在制作原理图时已经将之分成多个区域，分别控制其各自的亮度。可知背光灯的密集度越高，划分的区域越多、面积越小，显示出来的整体效果会越好。但是从成本、经济价值、制作工艺、节能等方面综合考虑，可知灯的数目不可能无限多，划分的区域也不会无限密集，但是总可以找到一个最合适的设计规格。
RGB色彩模型是工业界的一种颜色标准，通过RGB模型为图像中每一个像素的RGB分量分配一个0～255范围内的强度值。RGB图像只使用三种颜色，按照不同的比例混合，理论上在屏幕上呈现16,777,216种颜色。在本系统只有RGB各个分量不能直接得到我们需要的亮度控制参数Ki，需要经过FPGA运算得到图像各个像素的灰度值，然后再计算。
对图像进行灰度计算的基本思想是将每个像素的RGB三种颜色成份的值取平均，然而由于人眼的敏感性，这种做法效果并不好，应该是每个分量需有一定的权重，计算公式如下所示。
C=0.299R+0.587G+0.114B（1）
（1）为灰度计算公式，可直接由RGB各个分量计算得到像素的灰度值，当然可以整体的放大或缩小，即乘以一个共同的系数。
L=Tmax×C'×B（2）
（2）为由像素灰度求亮度公式，其中Tmax为最大透过率，在同一个系统中为一固定值，可不予关注，γ为RGB像素矫正因子，B为背光源亮度值。当背光源的亮度变为原来的即B'时，为了使人眼观察灰度C'像素的亮度不发生大的变化，应使两次得到的值一致，即：
解方程可以求得
一般情况下，灰度的调节由8bit数据控制，即可以将灰度值由0～255，分成256份，其中每一份代表一个灰度级别（本实验中所使用驱动芯片的灰度级别为4,096）。所以可以令控光参数Ki：
其中Cmax为各个分割区域中的最大灰度值，Ci为各个相应区域的最大灰度值，计算得到的区域控光参数Ki来调节FPGA的输出，来调节背光板亮度，从而可以得到校正后各个像素的RGB值分别为：
如方案图所示，最后将由控制器输出的行、场同步信号和校正后的RGB信号等传输给LCD板。
方案中SDRAM的主要作用有两个：一是在FPGA处理不及时的情况下，用来存储从图形控制器传过来的行、场同步信息和RGB数据信息等；二是存储FPGA处理过的数据，单LCD板未来得及处理的信息。这样设计的目的在于达到数据不丢失，信息传输更及时的效果。
2驱动电路设计
在驱动芯片的选择上，我们用TI公司的TLC5947，每个通道由12bits PWM脉宽调制，具有24路输出通道，所以一个数据传递周期将会接收288bits数据。芯片所需电压为3.0～5.5V，有温控系统，当芯片的温度过高时会自动断开，以保护芯片。
从芯片的引脚25可以看出，此款芯片支持级联，可以多个芯片共同工作以驱动更大规模的显示屏幕。从引脚1到引脚24，每个输出通道由12bit输入数据来控制，其内部含有4MHz的晶振，输入数据与212即4,096的比值即为输出脉冲的占空比，从而实现对背光源相应区域的PWM调制。从中可知，TLC5947将灰度分为4,096级，我们可以大尺度、精密地细分背光源的亮度，以达到更好动态背光效果。
驱动电路中的电阻由所驱动LED灯的电流决定，具体详情可以参考TLC5947配置表格（如表1所示）。芯片对输入的SCLK、XLAT、BLANK等信号有严格的时序要求，电源与地之间的电容主要起到一个滤波作用，尽量值选大些。
3软件设计
本款芯片的控制信号由Altera公司的型号为EP1C3T144C8的开发板供给，晶振为50MHz。
从实验得到的效果来看，该款芯片的数据传输机理为：每个传输周期，每遇SCLK上升沿将会从SIN口读入1bit数据存入寄存器，在SCLK下降沿时，将读入的数据从SOUT传出（内部对数据仍有保留）输给下一级，直至读入288bits数据。每12bits为一组，分别送到各自的通道，并且每组数据先读入的居于较高位，然后依次排列。例如，读取的数据按时间先后排列为1、0、0、0、0、0、0、0、0、0、0、0，则相应的控制信号为100000000000，那么控制通道的占空比即为＝50%。根据PWM调制面积相等的原则，有效电压约为提供电压的一半。
按照仿真条件的要求，SCLK时钟信号需要在每接收完288bits时有段时间的低电平，尽量满足芯片的时序要求。另外，控制信号BLANK在每个周期空闲时（不传输数据时），需要有个高电平变换，这样可以将锁存器里面的数据清零，以便接受新一轮的控制数据，否则，灯的亮度明显会偏暗。
RGB数据经过FPGA的处理，转换为相应的灰度值，然后再计算出相应的控光参数Ki（我们可以分的灰度级别不超过4,096），传输给TLC5947的SIN，即可以实现动态背光调节。
4结论
通过理论分析和实验测试，动态背光调节控制系统在节能和提高图像显示对比度等方面做得都较好，这在重视节能减排、建设和谐社会的今天以及对LCD显示器的未来发展都具有很好的应用前景。
图7即通过FPGA控制以及基于图像像素控制得到的动态背光调节效果图，从中可以看到，如果在以前LCD静态背光的条件下，则所有背光LED灯的亮度将会和最亮的（右下角）一致，而现在我们将之分割为各个不同区域，使得每个区域均有自己的最佳亮度，而不必以整个图像最亮一点为标准，并且不影响显示效果。这样，也就实现了我们预期的动态调节的目的。
参考文献
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关键词：LED；XL6006 ；555定时器；PWM
目前，太阳能路灯应用日趋广泛，太阳能路灯采用蓄电池供电，供电电压一般在12.6V左右，采用大功率LED光源取代了传统的无极灯和钠灯，LED照明光源功率一般在10W到60W之间，需要的驱动电压与LED灯珠串联数相关，电压一般均在15V以上，需要的驱动电流与LED并联数相关，一款好的驱动电源能够有效的提高蓄电池的使用寿命，减小大功率LED光源的光衰，因此，设计一款蓄电池供电功率可调的LED驱动电源，具有很好的应用价值。
一．功率照明LED的特性
大功率照明LED利用PN结发光的原理，PN结加反向电压，少数载流子难以注入，故不发光。当PN结处于正向工作状态时（即两端加上正向电压），电流从LED阳极流向阴极时，半导体晶体就发出从紫外到红外不同颜色的光线，光的强弱与电流有关[1]。目前，路灯LED灯具均采用1W功率LED芯片，采用多串多并的方式构成不同功率的光源。1WLED光源的正向工作电压一般情况下为3.2V，正向工作电流IF一般为350mA。功率LED芯片是低电压、大电流驱动的器件，其发光强度由流过LED的电流大小决定。电流过大会引起LED光衰减，电流过小会影响LED的发光强度。因此，LED的驱动需要提供恒流电源，以保证大功率LED使用的安全性，同时达到理想的发光强度。在LED照明领域，为体现出LED灯节能和长寿命的特点，正确选择LED驱动IC至关重要。没有好的驱动IC的匹配，LED照明的优势无法体现出来。
二．功率LED驱动电源的设计
（一）XL6006简介
XL6006是芯龙公司设计的一颗突破传统电路拓扑结构，结合HVBCD工艺，大电流，高压DC/DC升压恒流LED驱动IC，有如下特点：1.具有较宽的直流3.6V到32V输入电压范围（低压可以兼顾锂电供电）2. 最高升压可到60V，可驱动串联16颗1W LED；3. 最大开关电流5A，可驱动0~50W功率的LED；4. EN脚可实现PWM调光，且自带软启动功能；5.低至0.2V参考电压，可以有效提高系统效率 6.输出60V过压保护功能； 7.内置过热保护功能。其优势为：宽电压输入，大电流输出，电路简单。 XL6006应用简单，其普通DC/DC升压拓扑结构，效率高达95%，适用于基于LED的汽车、路灯、太阳能灯及LED背光驱动的应用。
（二）XL6006电路设计
XL6006是一个180KHz的固定频率PWM降压DC-DC转换器，5A开关电流能力，该电路应用简单，外部元器件比较少。鉴于LED领域的系统需求，内部除了常规的限流电路，过温度保护，开路保护外，还内置了专用LED的CC。CC是通过电阻RCS测量LED电流并实现电流模式控制，在正常工作情况，LED电流由0.22V的PWM控制器内部参考电压除以RCS电阻值所决定。即I=0.22V/RCS，因为RCS两端的电压降在正常工作条件下将一直保持在0.22V，OVP是芯片内部有开路保护，保护电压52V左右，芯片外部通过电阻R1和R2测量输出电压并实现电压模式控制，实现二次开路保护，一般OVP设置为比正常输出电压高20%。在芯片正常工作的时候，CC起作用；当CC这一路出现问题，OVP钳位输出电压，使LED不会承受较大功率而烧毁。PWM调光这一块也可以调节1脚EN来实现，EN的逻辑关系是一旦这一点电位高于1.4V，芯片输出正常。低于0.8V芯片不工作。由于芯片本身的频率只有180K，内置软启动电路电路，所以在一定占空比的条件下，PWM 调光的速率不应该太快，建议在100KHZ-300KHZ；也可以通过FB来实现对芯片的PWM调光控制，高电平高于1V，芯片关断，低于0.3V，芯片开启[2]。XL6006电路如图1所示。
XL6006电路采用了4位拨码开关，分别连接了4个高精度低阻值电阻，4个电阻的阻值分别为0.15欧、0.18欧、0.24欧、0.36欧；根据官方公司提供的公式I=0.22V/RCS可知，4路的电流分别为1466mA﹑1222mA、917mA、611mA， 可以分别支持5并﹑4并、3并、2并LED光源。L1为大电流磁环电感，用于升压；SS36为4A肖基特二极管，D10为56V稳压管，R19电阻用于空载时对XL6006芯片进行保护；BV+ BV-为蓄电池接入正负极，LV+ LV-为LED光源的正负极。D11是PWM信号的接入单向二极管，防止信号反串。
（三）功率调节电路设计
PWM是脉宽调制的缩写，实际上是脉冲波形，其最重要的一个技术指标是占空比。占空比是指脉冲波形中，高电平时间在周期里所占的比例。如果用PWM波作为驱动信号，可以控制送到负载上的“等效电流”值，通过调节PWM波的占空比，调节负载上的等效电流，又因为LED光源的光的强度与通过的电流有关，所以调节调节PWM波的占空比，即可调光。
因此调光电路的设计就是要设计产生占空比可调的PWM信号的电路，利用555定时器可以容易的产生PWM信号。占空比可调PWM信号发生器电路如图2所示。
如图2所示，555定时器与R1、R2、W1、D1、D2和C1组成了无稳态多谐振荡器，D1和D2分别为充电放电的导引管[3]。
以上公式不管W1如何调节，脉冲周期是不变的，占空比是变化的。
三．结束语
本设计的太阳能路灯LED驱动电源性能稳定，可支持多并多串LED光源，LED光源功率范围在6W-48W之间；并采用555定时器产生PWM信号实现了功率可调，经测试系统转换效率高达90%以上，具有功耗低、性能稳定等特点。目前已经进入大批量生产，并取得了较好的使用效果。此解决方案对从事太阳能相关产品的研发具有一定的参考价值。
参考文献：
[1]周志敏.周纪海.纪爱华 LED驱动电路设计与应用[M].人民邮电出版社. 2008.1
论文关键词：LED，电源驱动，节能高效
一、LED路灯的电源驱动原理
近些年随着大功率的LED发光技术的升级，大功率的白光LED进入了照明市场，越来越多的被应用于通用照明领域。因为LED本身具有高光效、寿命长、抗浪涌能力差等特点，以此LED路灯的电源控制和驱动系统就成为了保证其功能和高效的重要基础。
为了设计出更加安全可靠的电源驱动器，必须对其工作原理进行了解。下面就对LED路灯电源驱动器的基本工作原理进行简要的介绍：主要的系统设计是处采用隔离变压器、PEC控制电源开关，并保证输出为恒定的电压，完成对LED路灯的驱动。因为实际中LED的抗浪涌的能力较差，尤其是对反向电压更为敏感。所以在电源控制中应当注意对这方面的保护效果的提高。同时，LED路灯主要的工作状况是户外，因此要增加对防浪涌的措施。因为对其供电的电网容易受到雷电的干扰，从而产生感应电流而涌入电网，从而导致对LED的破坏。所以电源的驱动也应当具备抑制浪涌的功能，达到保护LED的效果。此时采用的EMI滤波电路就起到了这种防止电网谐波串入的模块，以此保护路灯的电路正常工作。
二、LED路灯的电源驱动器的设计
1、驱动器设计简述
针对LED路灯系统的电源控制器的设计需要考虑到其特地和基本要求才能达到目的。具体的情况如下：此系统中的每个路灯的功率在 100W以内；为了提高路灯的实用性，路灯的LED被分为若干小组，每组LED则是串联驱动节能高效，组与组之间为隔离驱动，保证单组损坏而不影响整个LED的工作；为了提高路灯的安全性，输入和输出系统需要有电气隔离；电源的公因数必须维持在较高的水平。
在设计中为了满足以上的基本需求，通常采用的是AC/DC恒压电源和多路控制的DC/DC恒定流动驱动级联的方式完成对多路的LED驱动。AC/DC部分采用的是反激形式拓扑，输出的功率可以满足LED的功率；DC/DC的部分采用国半德尔LED恒定电流芯片。其中在AC/DC部分所采用的反激式的电源所产生的损耗将影响电源的效率，其损耗主要有：一次场效应晶体管的损耗，主要是导通和开关损耗；二次侧的整流二极管造成的功率损耗；高频变压的固有的铁损、铜损、漏感损耗等，为了提高整个电源的高效率就应当对上面三种情况进行控制。
2、控制形式和零电压设计
在提高效率的设计中，如采用ST所生产的L6562作为控制芯片，此芯片是一种较为经济的功率因数校正控制元器件。反激方式电源工作是在不连续导电的模式下进行工作的，通过前端的滤波其进行自动调整实现高功率。为了减小场效应晶体管损耗，利用与芯片相适应的器件，这样可以有效的降低在导通时出现的损耗，同时还可以利用准谐振的技术实现场效应晶体管的零电压导通，完成对开关损耗的控制cssci期刊目录。
3、同步整流设计
通常的反激式开关在利用中二次侧的整流二级管也会形成较大的损耗，为了实现高效率可以利用具有低导通降压的二极管来缓解着高损耗的问题，但是实践中看，此种改进的效果并不明显，同时一些设计中输出的的电压较高，而肖特基二极管的反向耐压性能并不理想，所以其不能满足高效率需求。
实践证明较好的方法是采用同步整流技术对功率进行调整，利用导通电阻较低的场效应晶体管代替整流二极管。同步整流方式可以分为外驱动和内驱动两种，工作原理也可分为电压型和电流型、谐振型驱动等。这些同步驱动的方式各自有其优势和不足。其中一种较为实用的是电流同步的控制驱动方案，但是因为驱动中选择了场效应晶体管门极驱动电压钳位在输出电压上，而门极穿电压通常较低，因此要采用此种方法就要降低输出电压。
所以可以采用混合型的同步整流方法，其工作的原理为在两个变压器上的两个绕组为T3、T4，其中T3设计为二次绕组主要负责能量的传递，T4则为辅助绕组。在T4上的电压随着T3电压的升高而升高，用于开启同步整流用场效应管。此时的电流互感器中的两个绕组也起到不同的作用，初级绕组是串联在主电路中，是检验流经的场效应管的电流，当该绕组中的电流下降到0的时候节能高效，另一个绕组则将场效应管断开。所以此种方案可以利用电压信号来控制场效应晶体管的导通，电流信号泽尔负责其关闭，不仅仅提高了效率还可以稳定的工作，控制了无开通的情况。
4、变压器的高效率设计
高频率变压器是隔离形式的电源中不可或缺的器件，在提升效率的方面也有着重要的作用。变压的损耗主要来自铜损、铁损、漏感损耗，此三者的损耗可以通过必要的手段进性损耗的控制，但是控制的措施不能完全达到综合高效的目标效果。因此，新型的变压器技术将高频率供电系统进行了升级。此种变压器的技术日趋成熟，主要特点是高度低，利用底部面积大的平面磁芯。此种变压器采用的绕着是螺旋印制线构成。和以往的变压器相比此种平面型的变压效果更高，工作效率也得到了提升，且体积小、漏感小、导热性好、一致性强等。虽然其距离应用还有一段时间，但是可以成为高端应用领域的替代产品。
三、结束语
LED路灯系统的高效率电源驱动器的设计，其首要的目的就是保证路灯的高频率工况，同时防止供电系统中的干扰侵入到路灯系统中而造成损坏。其次，利用多种复合电路和晶体管来提高供电过程中的各种线路损耗，提高供电的效率，以此达到安全、高效的目的。
参考文献：
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ADA4940-I是一款低功耗、低噪声、全差分放大器，采用SiGe互补双极性工艺制造，针对驱动16位和18位ADC而优化。如图1所示，该器件驱动18位、IMSPS ADC AD7982的差分输入，低噪声精密5V基准电压源ADR435用来提供ADC所需的5V参考。ADR435可提供充足的输出电流，并在AD7982的REF引脚端使用22“F去耦电容，无须基准电压源缓冲器。图1所示的所有IC均采用3mm×3IIlIn LFCSP或3mm×5mmMSOP小型封装，从而有助于降低电路板成本和空间。
ADA4940-1允许用户进行必要的信号调理，例如使用4个电阻衰减或放大信号，从而获得更大的动态范围。增益由反馈电阻（R2=R4）和增益电阻（R1=R3）比率来设定，R1=R2=R3=R4=lkΩ。对于平衡差分输入信号，有效输入阻抗为2×增益电阻（Rl或R3）=2kΩ，对于非平衡（单端）输入信号，有效阻抗约为1.33kΩ。
需要时，可在输入端并联一个端接电阻。
一个单极点2. 7MHz R-C（22Ω，2.7nF）滤波器放在运算放大器输出和ADC输入之间，有助干在ADC输入端限制噪声，减少来自SARADC输入端容性DAC的反冲。
AD7982采用2.5V VDD单电源供电，使用5V基准电压源和3V VIO时，1MSPS下的功耗仅为6.lmW。此外，该器件的功耗和吞吐速率呈线性变化关系，如图2所示。它内置一个低功耗、高速、18位采样ADC和一个多功能数字串行接口。ADC的基准电压可独立于电源电压（VDD）进行设置，后者决定ADC的输入满量程范围。这种情况下，用于AD7982的5V基准电压源从AD R435精密带隙基准电压源输出，并在外部施加于REF引脚；该基准电压源采用板载7.5V电源供电，典型功耗为4.65mW。
ADA4940-1采用5V单电源供电，功耗典型值为6.25mW。该器件的轨到轨输出可驱动至供电轨的O.1V范围内，而音频频率范围的交流性能下降幅度极小。其输出摆幅范围为0-5V，共模电压为2.5V，能为ADC提供满量程输入。
数据采集系统包括ADC驱动器、ADC和基准电压源的总功耗约为17mW。
全差分ADC驱动器噪声分析
这款18位、1MSPS数据采集系统的预期SNR理论值可通过每个噪声源的和方根（RSS）计算得到。
ADA4940-I在100 kHz时的低噪声性能典型值为3.9nV/√Hz，如图3所示。
必须计算差分放大器的噪声增益，以便计算等效的输出噪声。
差分放大器的噪声增益为：NG=2/（β1+β2）=2V/V；其中，β1=R1/（RI+R2）=0.5，β2=R3/（R3+R4）=0.5，两者皆为反馈系数。
应当考虑下列差分放大器噪声源：
由于ADA4940-1输入电压噪声为3. 9nV/√Hz，其差分输出噪声应当为7. 8nV/√Hz。
ADA4940-1数据手册中的共模输入电压噪声（eOCM）为83 nV/√Hz，因此其输出噪声为eOCMx（β1 β2）×NG=O。
给定带宽条件下，R1、R2、R3和R4电阻噪声可根据约翰逊奈奎斯特噪声方程计算。eRn=√4KBTR；其中，KB为玻尔兹曼常数（1.38065×l0-23：J/K），T为电阻绝对温度（开尔文），R为电阻值（Ω）。来自反馈电阻的噪声为e R2=e R4=4. 07nV/√Hz。来自R 1的噪声为eRlx（1 β1）×NG=4.07nV/√Hz，来自R 3的噪声为×（1-β2） xNG=4.07nV/√Hz。
ADA4940-1数据手册中的电流噪声为0.8lpA/√Hz。
反相输入电压噪声：iIN×R1∥R2×NG=O. 8lnV/√Hz.
同相输入电压噪声：iIN+×R3∥R4×NG=0.8lnV/√Hz。
因此，来自ADA4940的等效输出噪声贡献为：
ADC输入端（RC滤波器之后）的总积分噪声为11.33nV/√Hz×√（2.7×1.57MHz）=23.26μVrms。
AD7982的均方根噪声可根据数据手册中的5V基准电压源典型信噪比（SNR，98 dB）计算得到。
根据这些数据，ADC驱动器和ADC的总噪声贡献为：
注意，本例中忽略来自基准电压源的噪声，因为它非常小。
因此，数据采集系统的理论SNR可根据下式近似计算。 为了对此电路进行测试，音频精密信号发生器产生IOVpp差分输出，以便最大程度提升5V基准电压源情况下的ADC动态范围。输出共模电压为2.5V时，ADA4940-1各输出的摆幅在0-5V之间，相位相反，向ADC输入端提供增益为1、IOVpp的差分信号。AD7982在lkHz输入信号时，如图4中的FFT性能图所示，SNR典型值为96.67dB，THD典型值为111.03dB。这种情况下测得的SNR为96.67 dB，非常接近上文中的96.95dB SNR理论估算值。与数据手册中98dB的SNR相比，SNR的降低来自干ADA4940差分放大器电路的等效输出噪声。
ADA4940-1内部共模反馈环路强制共模输出电压等于施加到VOCM输入的电压，提供了出色的输出平衡。当两个反馈系数（β1和β2）不相等时，差分输出电压取决于VOCM；此时，输出幅度或相位的任何不平衡都会在输出端产生不良共模成分，导致差分输出冗余噪声和失调。因此，在这种情况下（如β1和β2）），输入源阻抗和RI（R3）的组合应等于lkΩ，以避免各输出信号的共模电压失配，并防止ADA4940-I的共模噪声增加。
【关键词】直流电机 精确控制 可移植性 stm32微控制器
大部分直流电机驱动在系统中集成，依靠控制器对外部参数进行分析处理后输出的驱动指令来实现各种动作，在集成电路的条件下可完成直流电机的保护和驱动，但驱动部分无法移植；本次研究拟设计一种基于stm32微控制器的直流电机驱动器，实现电机控制、检测、保护、通讯、显示为一体，具有响应速度快、控制精度高的特点，同时也保证了可移植性。
1 总设计方案
以stm32主控芯片为控制系统，其余组成部分为驱动电路、电源电路、检测电路、显示电路、通信电路等。该驱动器拟设计成双电机驱动模式，在根据指令完成保护、驱动操作的同时还能对电机运行参数进行实时监测显示和反馈，如图1所示。
2 电路硬件设计
2.1 控制系统
本驱动器采用STM32F103RCT6微处理器，基于Cortex-M3内核，最高的时钟频率为72MHZ，拥有丰富的外设资源，包含了DMA控制器、ADC、还拥有专用于电机控制的高级定时器，有强大的边沿捕获能力和PWM功能，可以使设计大大的简化，系统总功耗降低；采用SWD仿真接口，引脚更少，连接更为简单安全，代码也能以更快的速度下载到Flash当中。
2.2 驱动电路
驱动器采用VNH3SP30芯片作为电机驱动单元，VNH3SP30是意法半导体公司生产的专用于电机驱动的大电流功率集成芯片，最大电流为30A、电源电压高达40V，内含欠压、过压保护电路，具有过热报警输出和自动关断等功能。
STM32单片机通过光耦隔离来实现对驱动芯片的控制和信号反馈，单片机通过控制INA和INB管脚高低电平来实现电机的正反转及制动，通过PWM信号控制电机转速，ENA和ENB管脚实现芯片的过热、过压、欠压及过流反馈，如图2所示。
2.3 电源电路
电源电路设计参数值具体包括如下：
（1）stm32微处理器和通信芯片供电电压3.3V；
（2）VNH3SP30芯片驱动和检测电路供电电压5V；
（3）增量式码盘供电电压12V；
（4）VNH3SP30芯片电机驱动供电电压24V。
在电源电路中，电源输入电压为24V，通过LM2576S-12.0，LM2576S-5.0以及SPX1117IMPX-3.3稳压芯片将电压分别降为12V、5V、3.3V后供给各电路。
2.4 检测电路
检测电路包括电流检测、电压检测以及转速检测，主要用于对流过电机的电流、电机两端电压以及电机转速进行检测。电压、电流、转速信息不仅可对电机运行提供保护，而且还能用于对电机运行特性参数进行调整。
电流检测元件使用电流传感器（ACS712），在该传感器内设置有高精准性的低偏置线性霍尔传感器电路，可对交流、直流电流成比例的电压进行输出和检测。电压检测则以分压电路实现，将直流电机并联到电阻上，将电阻输出电压调节到stm32的ADC采集范围内。转速检测预留增量式码盘接口，将码盘固定于电机上，电机轴和码盘转子相连，处理器通过采集码盘信息从而计算出电机转速。
2.5 显示电路
驱动器预留LCD显示电路接口，LCD分别接在stm32的PA8～12、PB6～7等共计16个端口，对电机驱动时的转速、电压、电流以及故障等运行情况进行显示。
2.6 通信电路
通信电路设计采用SP3232芯片，实现上位机与电机驱动器之间的通信，用于实现控制器对电机的转向、转速的控制及电机运行电压、电流、转速、运行状态等情况的反馈。
3 软件设计
软件设计以stm32自带的固件库为基准，与直接控制寄存器相比可有效降低编程难度和耗时，驱动器功能主要包含PWM控制和ADC信号采集。驱动器控制以脉宽调制实现，通过对占空比进行调节，达到控制电机转速的目的。考虑到电压波动负载变化会对转速产生影响，因此本设计中以PID算法对转速波动进行调节；由于ADC采集会受到电压和电流波动的影响，因此可将每秒采集的数据量累积到10求均值，再将均值与电机欠压、过压、过流的临界值进行比对，若超过临界值则反馈故障状态；232通信主要实现上位机对电机转向、转速的实时控制和运行状态的反馈。
4 总结
本文基于stm32微控制器对直流电机驱动器的驱动和运行控制进行了设计，实现了驱动部分对电机运行状态的监测和反馈，同时节约了控制系统的程序空间，提高控制精度，赋予了驱动系统可移植性。
参考文献
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[3]刘学俊.基于STM32的永磁直流无刷电机的控制及其在绕线机上的应用[D].厦门大学，2014.5-6.
Li Bingxiang1，Fan Chao2，Zhang Weina1，Zhang Wei1
(1 Xi’an Shiyou University,Shaanxi Xi’an 710065;2 Shaanxi Youth Vocational College, Shaanxi Xi’an 710068)
Abstract: In the process of oil production, sand production not only lead to the equipment damage and reduce the
production, but also can affect the life of the oil well, so take reasonable sand measurements and control is very important.
But the signals detected by the piezoelectric ultrasonic sensor contain strong fluid noise and electromagnetic interference,
in order to get the useful signals, the interferences must be removed. This paper uses wavelet transform, and simulate in the
MATLAB, and compares the de-noising effects with the Fourier transform, the results show that the wavelet transform
can effectively remove noises, and it also preserves the useful information of the signals. Through the data from laboratory
test and field test show that the wavelet transform have very good de-noising effect.
Keywords: piezoelectric ultrasonic sensor; wavelet transform; de-noising
基金项目：陕西省教育厅项目“油气井出砂实时监测方法研究”资助 (2010JK786)
1
2013.24 设计与研发
0 引言
控制器用电源和功率器件驱动电源是有源电力滤波器的主
要部分，其中控制器用电源主要用于控制器、传感器和包括触摸
屏在内的人机界面供电；功率用器件驱动电源顾名思义用于功
率器的驱动供电。传统的有源电力滤波器以对负载电流和电源电
压进行采样检测补偿的谐波分量，并获取电流基准为其主要的控
制策略。但实际工作环境中有源电力滤波器系统对于供电的稳定
性和可靠性要求非常苛刻，其中APF 挂网运行必须满足电力系
统，如控制电路和驱动电路要先上电等，的要求。而传统的控制策
略因其计算量大、控制器复杂以及实时性差等原因已经不能满足
有源电力滤波器的实际工作需求。如何有效的保障在电力系统故
障出现时，电源系统能够有效的将APF 从电力系统故障中切除，
并具有自动启动有源电力滤波器的功能，成为本文探讨的一种重
要方向。因此，有源电力滤波器的控制电源设计必须做到科学性
和有效性。
1 电源设计
整个有源电力滤波器的电源方案包括驱动电源、控制电源以
及驱动和控制电源的一次供电电路三部分。其中驱动板是驱动电
源和驱动电路设计在一起的结合物，也是整个电源系统组成中的
重要部分之一。控制电源有普通的开关电源组成，用于对控制器、
传感器和包括触摸屏在内的人机界面供电控制和服务。一般而
言，交流电网和有源电力滤波器功率直流母线双电源供电方式是
初级电源所采取的方案。由于开关调制频率疋远大于电网频率和
负载电流频率．因此可以假设在一个开关周期内负载电流不变，
所以电源电流上升和下降的斜率近似等于APF 交流侧电感电流
的上升与下降斜率，顾此方案能够满足有源电力滤波器对控制电
源稳定性的要求。
1.1 驱动电源设计
在驱动电源整体组成中，M57962L 是功率器件IGBT 驱动电
路的重要核心芯片。为满足供电特点的需求以及IGBT 驱动电路
的特殊性，驱动电源需要为3 桥臂的IGBT 提供6 路独立的26—
30 V 直流电。在系统运行过程中，稳压管分压起到在各路电源产
生IGBT 开通和关断需要的正、负电压，以确保驱动电源的有效运
行。
驱动电源采用单端反激式DC ∕ DC 变换电路。在整个电路中，
电压输入和电压输出在电路、功能等方面相互切合，形成互相配
合的整体。部分电压输出线路用于稳压管的分压，并相应产生正、
负电压。个别电路输出用于稳压控制作用。为有效实现对输出电
压以及初级电流的控制，一般采用脉宽调职芯片UC3844 用于控
制系统的芯片。输出电压通过电路反馈脉宽调制芯片的误差放大
器以此实现稳压控制的目的。初级电流通过电阻采样，采样值输
入到脉宽调制芯片UC3844 的相应位置，实现电路峰值电流控制。
此外，在驱动电源设计过程中，还采用由电阻、电容和三极管组成
缓冲电路，能够有效的实现当开关状态转换过程中产生的尖峰电
压进行筘位和吸收。
1.2 控制电源设计
在有源电力滤波器工作过程中，控制器需要的±15 V，±5
V 电源、传感器需要的±15 V 电源及触摸屏和接触器需要的24V
电源全部是由控制电源提供。在控制电源使用过程中，必须保障
控制电路先上电，以此完成对相关参数的设置和对开关器件的封
锁，以满足有源电力滤波器对在电力系统出现故障时及时从电力
系统中切除隔开，以及在排除电力故障后能够自动启动复用的要
求。开关电源产生控制器和触摸屏等各个部件所需要的各种电源
都能够从220V 的交流电通过普通开关电源分流，由此在采用普
通开关电源给控制电路供电时能够满足有源电力滤波器对电力
系统稳定性的苛刻要求，同时节约了成本。
普通电源开关具有操作简便、制作和使用成本低，安全性和
可靠性高等特点，而被用于控制电路供电，但当仅采用电网作为
初级供电时，在遇到电网掉电或者电网电压瞬时值过低的情况西
安，电路还需进一步改进，以满足特殊问题出现时的应急措施需
求。
1.3 基于双电源的初级供电设计
上文提到当仅有电网供电时，出现电网掉电或者电网电压
瞬时值过低的情况时，电路可能出现突发的问题。当电网突然掉
电时，开关电源失去对电能的有效控制盒输入，输出电压瞬间降
为零，最直接的后果是控制器因断电而无法继续对驱动电路进行
控制。更糟糕的事情是此时的APF 直流母线电压仍旧处于高压状
态，上下桥壁会在驱动信号干扰功率器件后而出现同时导通，由
此造成功率器的损坏。
而基于双电源的初级供电设计是指基于交流电网和APF 功
率直流母线双电源供电方案的一种方法，实践证明该双电源设
计方法能够有效的克服上述突发情况。其基本的设计思路为交
流电网和APF 功率直流母线分工合作负责不同情况下的电路供
电，电网主要负责在APF 正常工作时控制电路供电，而出现供
电异常后。截止功率器件的驱动信号。并将APF 直流母线的电
能通过DC ∕ DC 电路回馈给控制电路和驱动电路。需要注意的
是DC ∕ DC 转换电路因其输出为直流电而不能与220V 交流电
直接并联，为此，通过设计二极管进行220V 交流电整流，然后与
DC ∕ DC 转换电路因其输出为直流并联。
通常情况下，经过二极管整流并联后的输出电流在电容器上
能够得到310V 的直流电。在电路设计过程中，只要保障DC ∕ DC
转换电路输出电压的正极能够通过二极管与电容的正极相对应，
二者的负极直接相连，在DC ∕ DC 转换电路输出电压小于电容的
电压时，就可保障APF 正常工作时，DC ∕ DC 转换电路而停止工
作。此外，由于电容器的存在，保证了在电网出现突然供电异常
时，开关电源和驱动电源输入电压不会马上低于DC ∕ DC 转换电
路输出电压而造成，DC ∕ DC 转换电路无法正常的发挥功能。在
DC ∕ DC 转换电路会在电容电压低于DC ∕ DC 转换电路输出电
压的情况下开始工作，控制电路和驱动电路会接受来自直流母线
的电能，当电压恢复至安全值后，DC ∕ DC 转换电路停止工作。
单端反激式变换电路是对DC ∕ DC 转换电路在有源电力滤
波器工作时的一种补充。DC ∕ DC 转换电路的功能具有局限性，
只能够在电网出现供电异常的情况下，为控制电路和驱动电路
供电供电，导致其在实际工作中输出容量不足，效率低下的问题
出现。与驱动电源相比，单端反激式变换电路的输入电压范围更
广，对于工业电压等级的APF，直流母线电压在正常工作时约为
750V。而电网断电后，直流母线电能回馈到控制、驱动电路，电压
逐渐降至安全值，但DC ∕ DC 转换器是否能在此过程中输出较稳
定的约200 V 直流电压成为未知数。对此需保证DC ／ DC 变换器
在断续电流模式( 和连续电流模式(CCM) 两种模式下都能安全
工作。
对于工业电压等级的APF 而言，对于DC ／ DC 转换电路的开
关器件的选择非常的苛刻，而在单端反激式电路中则能够轻易满
足其要求。才外为满足DCM 和CCM 两种工作模式的需要，在单端
反激式电路设计中变压器采用EC3521 型磁芯、变比120:55:4，
在整体电路中，个别输出电路用于电压反馈控制，此外，利用
UC3844 脉宽调制芯片的控制芯片实现对稳压控制和峰值电流控
制的稳定输出。在设计中保障直流母线电压低于控制电压（约为
180V），以此保证在驱动信号不确定或者缺失时而不至于损坏开
关器件。
2 实验分析
选用磁芯EI33，频率40kHz．变比97:12:12:12:12:12:12:7，
初级电感量4.2mH ∕ 1kHz ；APF 功率单元为750V，输出电流60A
的七路输出的多路变压器用于测试该设计的有效运行性能。实验
过程中，在正常工作中APF 的功率单元为750V，在正常运行过程
中将电网电压突然跌至为0，其中DC ∕ DC 转换电路的输出设定
值为180V，DC ∕ DC 转换电压在电网突然停电的情况下，开始工
作，直流侧电能回馈到控制电路和驱动电路，经过一段时间后，直
流侧电压降至安全值，DC ∕ DC 转换电路停止工作。经现场进行
调试验证，采用交流电网和APF 功率直流母线双电源供电方式，
未出现因电网电压故障而导致器件损坏情况的发生，此外在电网
故障排除以后，有源电力滤波器(APF) 能够有效的运行。实验结
果表明：该电源方案，即该电源初级输入采用交流电网和APF 功
率直流母线双电源供电方式，其中驱动电源和直流母线反馈电源
均采用单端反激式DC ／ DC 变换电路。具有实现简单、工作可靠、
成本低的特点。
4 结论
有源电力滤波器(Active Power Filter，简称APF) 的控制
电源包括控制器用电源和功率器件驱动电源两部分，对控制电源
的要求非常的高，不仅需要其能够提供稳定安全的电压以供系
统正常的运行，此外对于零器件的选择和使用上也要求求经济性
和安全性，依据APF 供电电源的要求，为IGBT 驱动电源设计了一
种基于单端反激拓扑的多路输出DC ∕ DC 电源，为控制器选用了
通用开关电源。该系统电源初级输入采用交流电网和APF 功率直
流母线双电源供电方式，其中驱动电源和直流母线反馈电源均采
用单端反激式DC ／ DC 变换电路。由本文的研究结论我们不难发
现，采用用交流电网和APF 功率直流母线双电源供电方式的电源
初级输入，别且驱动电源和直流母线反馈电源均采用单端反激式
DC ／ DC 变换电路的有源电力滤波器对控制电源具有非常明显
的优势，适合在电网，尤其是工业用电网中的推广应用，具有非常
巨大的推广意义。
参考文献
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关键词：光伏电池；逆变电源；脉宽调制技术；设计与优化
引言
在国家大力倡导推广绿色能源应用的利好政策下，我国新能源工业经历了爆发性无序增长期、市场竞争下的优胜劣汰发展期和由技术创新主导下的稳步增长期[1-2]。作为绿色能源之一的太阳能电池，通过新材料的应用和新加工工艺的运用，使光电转换率得到明显提高，单位价格/W也下降显著[3-4]，光伏电池作为一次能源已完全具备了市场应用价值。光伏发电无论应用于独立电源、分布式电源、光伏发电微网及并网，DC/AC逆变是不可或缺的环节，对逆变电源的功率变送驱动控制方法则是该环节的关键技术。
1 光伏逆变电源类型及驱动控制方法
光伏发电系统构成有多种，比如独立电源模式、分布式光伏发电离网模式、分布式光伏发电单PWM逆变并网模式和分布式光伏发电双PWM逆变并网模式。因此，光伏逆变电源的应用类型也不同，如图1所示。
微型逆变器的PV系统中，每一块电池板分别接入一台微型逆变器。一般每块电池板在500W～1kW。
组串逆变器是基于模块化概念基础上的，每个光伏组串（1-5kW）通过一个逆变器，在直流端具有最大功率峰值跟踪，拓扑结构采用DC-DC-BOOST升压和DC-AC全桥逆变两级电力电子器件变换，防护等级一般为IP65。体积较小，可室外臂挂式安装。
集中式逆变器是若干个并行的光伏组串被连到同一台集中逆变器的直流输入端，设备功率在50kW到630kW之间，功率器件采用大电流IGBT，系统拓扑结构采用DC-AC一级电力电子器件全桥逆变，工频隔离变压器的方式。
图1 光伏逆变电源应用类型
逆变器的驱动控制技术伴随着功率开关器件由一代到四代的演变而发展。（1）最初的晶闸管逆变器采用的是6拍1800或6拍1200驱动控制[5]，控制规律简单，驱动信号产生方法容易，功率变送装置开关损耗小，但因需要附加强迫换流电路使得主电路复杂，同时逆变电源输出波形差。（2）采用多电平叠加的错位驱动控制（多重化）及变压器耦合使逆变电源消除了特定高次谐波[6-7]，输出波形得到明显改善，但逆变电源主电路更为复杂。（3）随着全控型开关器件开关频率、耐压等级、集成度等性能指标的显著提高，PWM逐渐成为三相逆变电源的功率变换主流驱动控制技术，PWM采用高频载波信号与参考信号比较产生的调制脉冲信号，作为逆变器驱动控制信号，使逆变器输出期望波形。根据逆变电源期望输出目标波形的不同，PWM驱动技术演变出SPWM，SVPWM、SHBPWM、SHEPWM等多种方法[8-10]。在诸多脉宽调制方法中，有的侧重于提高输出波形的质量，消除或抑制高次谐波；有的侧重于减少逆变器的开关损耗或提高系统的综合效率；有的则侧重于在技术上的可实现性。
3 逆变电源驱动脉冲信号的设计及优化
逆变电源驱动脉冲信号的设计及优化一般要遵循三个原则、一个逻辑关系函数和一个期望输出目标波形。
三个原则：（1）开关损耗小；（2）同相上下桥臂开关状态互补；（3）开关器件热平衡。
一个逻辑关系函数：
（1）
其中，uab、ubc、uca为逆变器输出线电压脉冲串，gVT1-gVT6为逆变桥驱动脉冲信号，“.”为逻辑与运算符， “+”为逻辑或运算符。
一个期望输出目标波形：期望输出目标波形有多种选择，可以是输出电压为正弦波、电流为正弦波、电压空间矢量运动轨迹为圆等等。
3.1 6拍1800控制规律下的驱动脉冲信号
每个控制周期T划分为6个等时间段，即，ti=T/6=1/6f1，i=1，2，3，…，6按式（2），以时控方式产生逆变驱动控制信号。
（2）
该驱动脉冲信号产生原理及方法简单，能够满足上述三个设计原则和逻辑函数关系，但期望输出目标波形为交流方波，在实际应用中已较少采用。
3.2 正弦波输出的SPWM脉冲驱动信号产生方法
SPWM脉冲驱动信号的产生，理论上是用参考正弦波信号与高频载波信号通过比较器产生调制脉冲信号，如图2所示。
函数发生器环节是应用中的关键环节，设计工作量较大。所以，在技术实现方面衍生出很多改进的SPWM方法，比如基于规则采样及保持原理的PWM和单元PWM法[11]，两种方法均规避了参考信号及载波信号函数发生器的设计问题。
3.2.1 基于规则采样及保持原理的PWM法
基于规则采样及保持原理的PWM法的基本思想是：在载波三角波每个正向峰值点对参考正弦波信号采样，并将采样值保持到下一采样点，用对参考正弦波采样保持信号与载波三角波信号比较产生调制脉冲。用几何分析法建立产生调制脉冲控制解析式，如式（3）。
（3）
式中，Ts为采样周期，N为载波比，M（？燮1）为调制系数，t0ffi为第i采样点处控制调制脉冲正向翻转延迟时间，tpwi为第i采样点处控制正脉冲维持时间。按解析式（3）时控调制脉冲时序图如图3所示。
图3 时控驱动脉冲信号
该方法逆变电源驱动脉冲信号产生容易，技术实现简单，但在载波比较大时逆变器开关损耗大是其不足之处。
3.2.2 单元PWM调制法及其调制脉冲优化
单元PWM法是一种逆向设计法。首先规划出逆变电源期望输出线电压在划分的6个单元电压脉冲串，然后根据前面所述的逻辑函数关系即可确定相关驱动脉冲信号，再对调制脉冲按前述的三原则进行优化。
具体设计步骤：
（1）输出线电压期望波形规划（图4）。
图4 逆变器输出线电压单元脉冲规划
（2）按逻辑函数确定驱动脉冲信号（图5）。
图5 逆变器驱动脉冲信号设计
（3）按前述三原则优化驱动脉冲信号（图6）。
图6 逆变桥驱动脉冲信号优化设计
3.2.3 SVPWM脉宽调制逆变驱动信号产生法
SVPWM脉宽调制法的基本思想是：以6拍1800控制下的正六边形电压空间矢量运动轨迹的内切圆或外切圆为设计目标， 把逆变器的一个工作周期用6个电压空间矢量划分成6个扇区（Sector），每个扇区对应的时间均为600，为获得电压空间矢量旋转圆运动轨迹，将每个扇区划分成t1、t2、…ti时间段，同时每个扇区选择两个或多个开关状态，两个或多个开关状态在多个时间段间有序切换，用线性组合的方法使电压空间矢量运动轨迹在每个扇区逼近圆弧[12]。如下例SVPWM控制策略，如图7所示。
图7 电压空间矢量运动轨迹规划
设逆变器输出频率为f1，则每个扇区时间为t■=■，每个扇区换分成10个时间段，即t■=■t■，其中，t4=t7定义为双脉冲时间，其它为单脉冲时间。t■=■，t■=■。
4 结束语
针对太阳能光伏发电SPWM逆变电源驱动控制问题，驱动脉冲信号是由期望输出为正弦波的参考信号与高频载波信号调制产生，逆变电源驱动脉冲信号的设计，函数发生器环节是应用中的关键环节，设计工作量较大。文章结合脉冲信号设计及优化的技术实现研究实例，提出了逆变电源驱动脉冲信号设计及优化应遵循的“三个原则”和“一个逻辑关系函数”和“一个期望输出目标波形”，以此作为设计的理论依据，讨论了几个设计案例。几种方法均规避了参考信号及载波信号函数发生器的设计问题，使逆变电源驱动脉冲信号设计简单实用。
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【关键词】IGBT;驱动电路;SKHI22AH4R;DSP
IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）由于其兼具BJT和MOS管的优点，在工业生产中备受青睐，但是目前IGBT的驱动电路都比较复杂[1]。因此，为了保证IGBT安全稳定的工作，对其进行方便可靠的驱动就成了关键问题[2]。本文针对德国西门康公司SKM100GB12T4型号的IGBT模块为例，以SKHI22AH4R型号的驱动模块为核心，设计一种简单、实用、功能强大的IGBT驱动电路。通过搭建实验平台，验证了该方案的可行性和有效性。
一、IGBT基本特性
IGBT相当于一个以GTR为主导器件，由MOSFET驱动的器件，如图1所示[3]。
图1 IGBT的等效电路、器件符号
1.擎住效应
IGBT作为四层式结构器件，体内存在着寄生晶闸管和短路电阻RS。而且，在短路电阻上的压降，相当于寄生晶闸管的正向偏置电压。当iC超过一定范围值时，就会使寄生晶闸管的栅极失去控制作用，即发生擎住效应。在IGBT关断的动态过程中，如果IGBT发生擎住效应，集电极电流就会增大，从而产生过高的功耗，导致IGBT器件损坏[4]。
2.米勒效应
IGBT的栅-射极和栅-集极间存在结电容CGE和CGC，漏电感LE，IGBT在开关的过程中会产生浪涌电压和浪涌电流，通过结电容加在栅极回路上，从而形成干扰电压。在IGBT关断的动态过程中，为避免IGBT发生米勒效应，解决办法主要有：同一桥臂的开关器件必须留有死区时间，避免因干扰产生直通;IGBT缓冲电路，来吸收尖峰过电压[4]。
3.IGBT开关特性及损耗
IGBT开关器件的损耗由开通损耗PSW（ON）、关断损耗PSW（OFF）和通态导通损耗Psat三部分构成。开关器件的平均总损耗为：
其中tON、tOFF为IGBT开通时间和关断时间;Vce（sat）为IGBT通态饱和压降;fs为开关频率;Vce为整流后的直流电源Ud;
因此，随着开关频率的增大，尤其是在频繁启动的情况下，就会发生擎住效应、米勒效应、开关功耗大等问题，导致IGBT极易损坏。为了保证IGBT安全稳定的工作，设计一种简单有效的IGBT驱动电路是十分必要的[4]。
二、SKHI22AH4R驱动模块介绍
综合考虑以上问题，针对本文选用德国西门康公司SKM100GB12T4型号的IGBT模块，包括两个IGBT器件，根据模块的工作要求，栅极驱动电压应满足+15V/-7V。而且为了避免同桥臂的两个IGBT由于同时导通而损坏，应设置死区时间3.3?s。
SKHI22AH4R型号的驱动模块，其内部结构如图2所示。两路驱动输入输出级（输入1、输入2、输出1和输出2），可以将+15V的两路互补PWM脉冲转换成+15V/-7V的驱动脉冲，用以直接驱动IGBT半桥模块。同时，内部有VCE监控和自动关断电路，可有效的进行短路保护。而且可以通过将P9接地、P5和P6悬空或接5V来设定驱动信号的死区时间。
图2 SKHI22AH4内部结构图
三、IGBT驱动电路设计
IGBT的开通和关断是由栅-射极电压来控制。能否真正的是实现智能化控制，很大程度上由驱动电路来决定。此外，IGBT器件在开关的过程中，由于擎住效应和米勒效应的存在，产生过高损耗导致损坏，因此IGBT的驱动电路设计的合理性和可靠性日益重要。
1.隔离升压电路
由于DSP（TMS320F2812控制芯片）事件管理器输出的PWM驱动控制脉冲的电压为3.3V，而驱动模块的输入信号电压为+15V。隔离升压电路如图3所示。
图3 隔离升压电路
采用6N137来实现3.3V到15V升压，而且能够达到数字信号和模拟信号的隔离效果。
2.电路
根据对IGBT栅极特性的研究，在实际应用的过程中，正的栅-射极驱动电压影响着IGBT的开关功耗;负的栅-射极驱动电压影响着IGBT的抗干扰能力。因此本文通过对电路的设计，来实现对IGBT的驱动控制，正向驱动电压为+15V，负向驱动电压为-7V。
通过对SKHI22AH4驱动模块的计算，得到电路的设计参数：IGBT开关器件开通电阻RON=3Ω，关断电阻ROFF=3Ω，RCE=18kΩ，CCE=0.33nF，具体的电路如图4所示。其工作模式：
1）正常工作
当SKHI22AH4正常工作时，产生满足IGBT模块开通和关断要求的驱动电压。即一组互补的驱动脉冲波，开通电压为+15V，关断电压为-7V，并且带有0.33?s死区时间。
2）发生异常
当SKHI22AH4发生异常时，VCE监控电压超过10V时，会给控制系统提供报警信号，同时锁住驱动脉冲。此时，驱动控制电压恒定在-7V的状态，IGBT关断。
图4 SKHI22AH4驱动模块电路
四、实验结果分析
搭建实验平台，以IGBT在感应加热电源中的应用为例[1]，通过DSP实现对IGBT全桥电路的控制。
1.PWM脉冲的产生
通过DSP实现对IGBT感应加热电源的智能控制[5-7]，事件管理器产生四路PWM脉冲，其电压值为3.3V，频率为20kHz。如图5所示。其中PWM7和PWM9是移相角可调的两路脉冲波，通过调节移相角，进一步实现对IGBT的导通和关断的控制。
图5 移相角可调的PWM脉冲波形
图6 IGBT驱动脉冲信号
其中PWM8和PWM7是互补的，控制IGBT基准臂的工作，而PWM10和PWM9是互补的控制IGBT移相臂的工作。为了避免同桥臂的上下两个IGBT同时开通，损坏开关器件，设定死区时间为3.3?s。
2.IGBT驱动控制脉冲
以PWM7和PWM8为例，通过隔离升压电路，产生两路控制信号，再经过SKM100GB12T4驱动模块，产生满足IGBT开关器件工作需要的=15V/-7V的驱动电压，其中死区时间为3.3?s。IGBT驱动信号如图6所示，导通时间和关断时间均满足设计要求。
五、总结
本文针对IGBT驱动电路复杂的缺点，设计了一种基于SKHI22AH4R驱动模块的IGBT驱动电路，并采用DSP进行驱动控制测试实验，实验结果表明，与传统的驱动电路相比，具有简单实用，响应快，功能完善、等优点，验证了该方案的合理性和正确性。
参考文献
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